AN-32应用指南
TOPSwitch-GX
反激式电源设计方法
离线式电源的设计涉及到很多电子工程方面的知识，包括模拟数字电路、双极性晶体管和MOSFET功率器件的特性、磁学、散热考虑、安全要求以及控制环路的稳定性等等。在如此多的设计变量之间进行复杂的抉择是一项巨大的挑战。因此，即使对该领域专家级的工程师而言，开发一个新的离线式电源也常是枯燥乏味和费时的。本应用指南介绍了一种基于TOPSwitch-GX的离线式电源的简单而高效的设计方法。关于TOPSwitch-GX反激式设计，Power Integrations建议使用PI Expert来进行设计，同时该软件还提供了一个知识库，并在关键参数的选择中进行优化，这样可以进一步缩短设计时间。
流程图从概念上表明了TOPSwitch-GX反激式电源的设计次序。设计步骤则对设计流程图中的每一步进行了详细说明，包括依据经验得到的一些指导及表格查询的过程。同时也提供所有关键公式以及设计指导，帮助读者更好地理解并优化设计。基本电路结构
由于TOPSwitch-GX高度集成，很多电源设计方面的问题在 芯片内部已经解决了。仅有很少的问题需要在外部进行 考量，这样对所有的应用可使用一个共同的电路结构。不同 的输出功率只是要求电路中的某些元件具有不同的数值，但电路结构不会改变。TOPSwitch-GX产品系列拥有许多 特色。很多高级功能比如欠压、过压、外部设定ILIMIT、 线电压前馈以及遥控开／关机等可以少量的外部元件轻松地加以实现，只需要额外包括一些设计考量。详细信息请参考TOPSwitch-GX的数据手册。其它应用方面所涉及到 问题，比如恒流、恒功率等不在本应用指南的讨论范围。
介绍
开关电源的设计从本质上讲就是对设计中的很多变量进行优化调整的一个迭代过程。本文中介绍的设计方法由两个主要部分组成：设计流程图以及详细的设计步骤。
图1. 典型TOPSwitch-GX反激式电源
July 2004
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图2A. TOPSwitch-GX设计流程（第1至第11步）
但是，可以在基本的转换器电路当中增加额外的电路来实现这些特别的要求。根据应用的不同，电路结构中可能改变的部分仅为反馈电路部分。根据电源的输出规格，设计时会选择图3、图4、图5及图6中所示的四种反馈电路中的一种作为反馈电路。
TOPSwitch-GX反激电源的基本电路结构如图1所示。 本应用指南也使用该电路作为参考电路，对其中的元件设计加以讨论。
设计流程
图2A、2B和2C的设计流程对整个设计的37个步骤进行了说明。基于图1所示的基本电路结构，对此设计步骤的逻辑总结如下：1. 2. 3. 4.
确定系统要求并选择相应的反馈电路。
选择能够满足输出功率要求的最小TOPSwitch-GX。使用选定的TOPSwitch-GX设计最小的变压器。对图1中的其它元件进行选择以完成设计。
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图2B. TOPSwitch-GX设计流程（第12步至第28步）
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图2C. TOPSwitch-GX设计流程（第29步至第37步）
这个流程的一个重要目的就是“完成成本优化的 设计”。使用较小型号的元件往往会使电源的成本更低。
但是，对于尺寸和重量有严格限定的应用，设计者需要在
成本和特定的设计要求之间进行折衷，以便以最适宜的成本完成最终产品的设计。
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• 损耗分配因子：Z，如果Z = 1，说明所有损耗都在次级侧。如果Z = 0，说明所有损耗都在初级侧。如果没有更好的参考数据，可以使用Z = 0.5。步骤 2 – 选择反馈电路并根据输出要求选取偏置电压VB： • • • • •
VB 电路容差负载* 调整率5.827.81212
±10%±5%±5%±1%
±5%±2.5%±1%±0.2%
输入
电压±1.5%±0.5%±0.2%
总调 整率±9%±6.5%±1.4%
详细的设计流程
此设计流程使用PIExpert设计软件(可从Power Integrations 获得)。该软件包含所有TOPSwitch-GX反激电源设计所需要的重要公式并自动进行大多数的计算。设计者因此可以避免在复杂及反复迭代的设计过程中进行枯燥的运算。 设计流程在适当的环节提供了查询表格以及经验性的设计指南，从而适于简化设计任务。
步骤 1 – 确定系统要求：VACMAX, VACMIN, fL, VO, PO, h, Z• 最小AC输入电压：VACMIN，以伏特为单位。• 最大AC输入电压：VACMAX，以伏特为单位。
• 建议的AC输入范围：输入(VAC)宽电压范围表1. 建议的AC输入范围
±1.5%±16.5%
VACMIN (VAC)VACMAX (VAC)
85265表2. 输出要求。*从10%至100%的负载范围
• • • •
输入电压频率：fL，50 Hz或者60 Hz。输出电压：VO，以伏特为单位。输出功率：PO以瓦特为单位。
电源效率：h，如果没有更好的参考数据，可以使用0.8 (请参考AN-29)。
使用初级反馈成本最低 (仅适于低功率的应用)。使用光耦器／稳压管反馈成本低且输出精度好。使用光耦器／TL431反馈则输出精度最好。根据表2选定偏置电压VB。根据表3选择光耦器。
图3. 初级／基本反馈电路
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图4. 初级／增强反馈电路
图5. 光耦器／稳压管反馈电路
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图6. 光耦器／TL431反馈电路
CNY17F-2
63-125
70 V
Vishay, Isocom, 步骤 3 – 确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX，并
基于输入电压和PO选择输入存储电容CIN的容 量（图7）• 根据表4选择输入存储电容CIN。输入 (VAC)宽电压范围
230 或者 115倍压整流
表4. 输入存储电容
CIN (mF/Watt 输出功率)
2~31
VMIN (V)≥90≥240
• 设定桥式整流大额导通时间：tC = 3 ms。• 得到最小直流输入电压VMIN
。
其中所用单位分别为伏特、瓦特、赫兹、秒及法拉第。 • 计算最大直流输入电压VMAX
：
表3. 光耦器
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步骤 4 – 确定反射的输出电压VOR以及箝位稳压管电压
VCLO（图8）
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• 当且仅当利用限流点降低的特性在芯片外部设定限流时，在TOPSwitch-GX设计中也可使用RCD（电阻／电容／二极管）箝位，此时限流点为输入电压之间的函数。与稳压管箝位相比，在轻载情况下使用RCD箝位的设计通常其效率较低。此外，必须十分注意RCD箝位电路的设计。在负载范围内由于其固有的箝位电压的改变，如果设计不当，RCD箝位可能无法保护TOPSwitch-GX，特
别是在开机以及输出过载的情况下。
• 设定反射输出电压。多路输出时选取VOR = 100 V，单输 出时取值为120 V。这些取值可以对交叉稳压精度和效 率实现最优化设计。对于选定的TOPSwitch-GX器件，VOR取值在135 V时可以得到最大的输出功率。
图 7. 输入电压波形
图 8. 输入电压波形反射电压VOR以及箝位稳压管电压VCLO
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步骤 5 – 对应相应的工作模式及电流波形设定电流波形参
数KP：当 KP ≤ 1.0时，KP ≡ KRP；当KP≥ 1.0 时KP ≡ KDP（参见图9及图10）• 当KP ≤ 1.0，KP ≡ KRP，连续模式 (见图9)。
其中IR为初级纹波电流，而IP
为初级峰值电流。
• 当KP ≥ 1.0，KP ≡ KDP，非连续模式 (见图10)。
图9. 连续模式电流波形，KP ≤
1
• • •
在连续模式设计当中，
宽电压输入时设定KP = 0.4 230 VAC单电压或115 VAC倍压整流时取值0.6。在非连续模式设计当中，设定KP = 1.0。KP值必须在表5所规定的范围之内。
图10. 非连续模式电流波形，KP ≥1
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KP
连续模式0.4~1.00.6~1.0
非连续模式
≥1.0AN-32
• 非连续模式：将输出功率降低33％再使用选择曲线。选择TOPSwitch-GX时，一个10 W的非连续模式设计等效于一个15 W的连续模式设计。
• 开关频率fS：对于DIP和SMP封装，设定fS = 132 kHz。对于TO-220封装，选择66 kHz或132 kHz。步骤 10 – 设定外部限流点降低的ILIMIT降低因数KI•
其中0.3 ≤ KI ≤ 1.0。
宽电压范围230
表 5. KP范围
输入 (VAC)
步骤 6 – 根据VMIN和VOR确定DMAX• 连续模式。
• 非连续模式。
• KI由连接在M引脚和源极引脚（请参考TOPSwitch-GX 数据手册）之间的电阻阻值设定。
• 如果应用要求有很高的效率，可以使用比实际所需更大的TOPSwitch-GX，在外部将芯片限流点ILIMIT降低，• 如没有特殊要求，则设定KI = 1.0。• 计算ILIMIT(min)和ILIMIT(max)。
从而可以利用其较低的RDS(ON)来提高效率。
• 设定TOPSwitch-GX漏极与源极间的电压VDS = 10 V。步骤 7 – 计算初级峰值电流IP• 连续模式(KP ≤ 1.0)。
• 非连续模式(KP ≥ 1.0)。
。
步骤 11 – 通过IP和ILIMIT(min)的比较验证TOPSwitch-GX选
择的正确性• 当KI = 1.0，应满足IP ≤ 0.96 x ILIMIT(min)。• 当KI
• 如有必要选择更大型号的TOPSwitch-GX。
• 输入平均电流
步骤 8 – 计算初级RMS电流IRMS• 连续模式。
• 非连续模式。
其中的单位分别为微亨、瓦特、安培及赫兹。• 非连续模式。
步骤 9 – 基于AC输入电压、VO、PO以及使用AN-29选择曲
线所得到的效率选定TOPSwitch-GX• 利用AN-29中的TOPSwitch-GX选择曲线选取最小的TOPSwitch-GX。
• 根据AC输入电压及输出电压VO确定合适的选择曲线。• 连续模式：使用相应的选择曲线。
其中的单位分别为微亨、瓦特、安培及赫兹。• Z 为损耗分配因子而h为步骤1中的效率值。
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步骤 13 – 使用表6根据fS和PO选择磁芯和骨架，再从磁芯
和骨架的数据手册中得到Ae、Le、AL和BW的参数值• • • • •
磁芯等效截面积Ae：单位为平方厘米。磁芯等效磁路长度Le：单位为厘米。
磁芯无气隙的等效电感量AL：单位为nH／圈2。骨架宽度BW：单位为毫米。
根据fS、PO以及变压器结构类型选择磁芯和骨架。
66 kHz
输出功率
三层 绝缘线
使用安全边距结构
132 kHz三层 绝缘线
使用安全边距结构
步骤 14 – 设定初级绕组的层数L以及次级绕组圈数 NS（可能需要经过迭代的过程）• L取值从L = 2开始 (在整个迭代过程中保持1.0≤ L ≤ 2.0)。• NS取值从NS = 0.6圈／伏特开始。• L和NS可能都需要迭代的过程。
步骤 15 – 计算初级绕组圈数NP以及偏置绕组圈数NB
• 二极管正向电压：对超快速PN结二极管选取0.7 V； 对于肖特基二极管选取0.5 V。• 设定输出整流管正向电压VD。
• 设定偏置绕组整流管正向电压VDB。• 计算初级绕组圈数。
0-10 W
10 W- 20 W20 W- 30 W
30 W- 50 W
50 W- 70 W
70 W-100 W
EE13 EE19
EF12.6 EI22
EF16 EI22/19/6
EE13 EE19
EE16 EEL16
EF16 EI22/19/6
EE19 EF20
EE16EEl16
EI22 EI25 EI28 EF20
EI22
EF20EEL22 EI25
EI22/19/6
EF25EEL19
EI30
EF25EPC30 EI28
EER28
EI28 EEL22
ETD29
EI30 EF25
EI35 EF25
E30/15/7 EI30
EI33/29/
EER28EPC30
13-Z ETD29 EEL25
EF32
EI35 EI28E30/15/7
ETD34
ETD29
EI30 EI35
ETD34 EI40
E30/15/7 EI33/29/
EER28 13-Z
EI40EER35
ETD29EER28L
ETD39
ETD39
EER40
EER40
E42/21/15
EI35 EF32 ETD34
ETD34 EI40 EER35
• 计算偏置绕组圈数NB。
步骤 16 – 确定初级绕组线径参数OD、DIA、AWG• 以毫米为单位的初级绕组用线的外径。
其中L为初级绕组的层数；
BW为以毫米为单位的骨架宽度； M为以毫米为单位的安全边距宽度。
• 确定初级绕组用线的裸线导体直径DIA以及初级用线AWG规格。
步骤17至步骤22 – 检查BM、CMA以及Lg。如果有必要可
以通过改变L、NS或磁芯／骨架的方法对其进行迭代，直到满足规定的范围• 设定安全边距M。如果使用安全边距的变压器结构则取值为3 mm (118 mils)；如果次级使用三层绝缘线则取值为零。
• 最大磁通密度：3000 ≥ BM ≥ 2000，以高斯为单位； 或者0.3 ≥ BM ≥ 0.2，以特斯拉为单位。
100 W-150 W
>150 W
EI40 ETD39
ETD39 EER40 E55/28/21EER40 E55/28/21E55/28/21 其中单位分别为高斯、安培、微亨以及平方厘米。
表 6. 变压器磁芯
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• 以毫米为单位的气隙长度：Lg ≥ 0.1。
其中Lg单位为毫米，Ae单位为平方厘米， AL单位为纳亨/圈2，LP单位为微亨。• 以圆密耳／安培为单位的初级绕组电流密度： 500 ≥ CMA ≥ 200。
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步骤 26 – 确定次级绕组线径参数ODS, DIAS, AWGS• 以毫米为单位的次级绕组用线的外径。
•
以毫米为单位的次级绕组用线裸线导体的直径。
其中DIA为裸线导体直径，以毫米为单位。• 根据表7通过改变L、NS、磁芯或骨架进行迭代。
↑↓磁芯尺寸↑↓表7. 变压器参数之间的相互影响
L
--↑↑
↓↑
其中CMAS为以圆密耳／安培为单位的次级绕组电流 密度。使用200的CMAS值可以计算出最小的线径。• 基于DIAS选定绕制次级绕组的AWGS标准线。如果所用线的裸线导体直径在132 kHz应用当中大于27 AWG或者66 kHz应用当中大于25 AWG，则建议使用多股细线并绕的方式绕制次级绕组，这样可以减小集肤效应的影响。步骤 27 – 确定输出电容的纹波电流IRIPPLE•
输出电容的纹波电流。
步骤 23 – 确认BP ≤ 4200高斯。如有必要，减小限流点降
低因数KI•
• 确认BP ≤ 4200高斯(0.42特斯拉)，避免变压器在开机和输出过载时出现饱和。
• 如有必要，降低KI，直至BP ≤ 4200高斯。步骤 24 – 计算次级峰值电流ISP•
步骤 25 – 计算次级RMS电流ISRMS• 连续模式
其中IO为输出直流电流.
步骤 28 – 确定次级及偏置绕组的最大峰值反向电压 PIVS，PIVB• 次级绕组最大峰值反向电压
• · 偏置绕组最大峰值反向电压
步骤 29 – 参照表8，基于VOR及输出类型选择初级箝位电
路中使用的箝位稳压管以及阻断二极管
电源输出多路输出
VOR100 V
阻断二极管BYV26C MUR160 UF4005BYV26C MUR160 UF4005
箝位用 稳压管P6KE150P6KE180
• 非连续模式
单路输出120 V
表 8. 箝位稳压管及阻断二极管的选择
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步骤 30 – 根据表9选择输出整流管
• VR ≥ 1.25 × PIVS；其中PIVS从步骤28中得出，而VR为整流二极管的反向电压额定值。
• ID ≥ 3 × IO；其中ID为二极管的直流电流额定值，而 IO = PO / VO。 整流二极管V45454545
7.51016TO-220TO-220TO-220步骤 31 – 输出电容的选择
• 在105 °C及100 kHz频率下纹波电流的规格：必须大于等于步骤27中得到的IRIPPLE数值。
• ESR规格：使用低ESR的电解电容。输出开关纹波电压等于ISP x ESR，其中ISP 为步骤24中得到的数值。• 举例： 输出
5 V至24 V，1 A
5 V至24 V，2 A
输出电容
330 mF，35 V，低ESR，电解电容 United Chemicon LXZ35VB331M10X16LL Rubycon 35YXG330M10×16 Panasonic EEUFC1V331
1000 mF，35 V，低ESR，电解电容 United Chemicon
LXZ35VB102M12X25LL Rubycon 35YXG1000M12.5×25 Panasonic EEUFC1V102
步骤 32 – 后级滤波器电感L和电容C的选择
• 电感L：2.2 mH至4.7 mH。对于低电流(≤1 A)的输出使用 磁珠，而较高电流的输出可以使用非定制的标准电感。如果必要，可以增大电感的电流额定值从而避免在电感两端出现过高的压降。
• 电容C：100 mF至330 mF、35 V的电解电容 100 mF、35 V的电解电容举例： United Chemicon KMG35VB101M6X11LL Rubycon 35YXA100M6.3×11 Panasonic ECA1VHG101步骤 33 – 从表10选择偏置绕组的整流管
• VR ≥ 1.25 × PIVB；其中PIVB从步骤18中得出；VR为整流二极管的反向电压额定值。
整流管表10. 偏置绕组整流管的选取
20(2×10)TO-220
10020(2×10)TO-[**************]
23.5818
轴向 轴向TO-220 TO-220V(V)生产商
步骤 34 – 偏置绕组电容的选择• 使用0.1 mF、50 V的瓷片电容。
表 9. 输出二极管的选择
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步骤 35 – 控制极引脚电容及串联电阻的选择
• 控制极引脚电容：47 mF、10 V的低成本电解电容 (不要使用低ESR的电容)。
• 串联电阻：6.8 Ω、1/4 W的电阻 (如果KP ≥ 1，比如非连续模式，则不需要此电阻)。步骤 36 – 根据图3、4、5及6中所示的参考反馈电路的类
型，选用相应的反馈电路元件• 适用的参考反馈：在步骤2中进行确定。
步骤 37 – 输入整流桥的选择
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• VR ≥ 1.25 ×
× VACMAX；其中VACMAX从步骤1中得出。• ID ≥ 2 × IAVE；其中ID为整流桥的电流额定值， IAVE为平均输入电流。 注释：
；
其中VMIN从步骤3得出，h从步骤1得出。
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其中ISRMS(n)和IO(n)分别为第n个输出的次级RMS电流和输出平均值电流，而ISRMS和IO则为相同功率的单路输出等效设计中得到的次级RMS电流和平均值电流。各路输出的次级设计
每个绕组的圈数依据各自的输出电压VO(n)计算得到：
输出整流管的最大反向电压为
已经得到了输出RMS电流ISRMS(n)、次级绕组圈数NS(n)及输出整流管最大反向电压PIVS(n)，则可以采用与单路输出设计完全相同的方法对每个输出进行次级侧的设计。次级绕组线径尺寸
在计算次级绕组线径时，TOPSwitch-GX设计表格使用200的CMA值。这样得到的线径为每个输出使用独立绕组时对应该输出RMS电流所需的最小线径尺寸。为得到更好的温升性能，设计者可能希望用更大尺寸的线。但考虑到其它方面，比如集肤效应以及绕组的骨架覆盖率，则建议使用多股较小线径的线来并行绕制次级绕组。此外，变压器生产当中一些实际考虑的事项也会对用线尺寸加以规定。
附录A
多路输出的反激式电源设计
总输出功率相同的多路输出反激电源和单路输出反激电源设计的唯一区别在于次级侧的设计。在单路输出的情况所有功率都从一个输出传送至负载，多路输出的反激电源则与此不同，它将输出功率分配在几个输出当中给负载供电。因此，两者初级侧的设计过程是相同的，而只需对次级侧的要求进行进一步的考量。设计时对输出功率加以汇总
进行多路输出反激式设计的简单方法如AN-22（使用TOPSwitch设计多路输出反激式电源）所述。开始设计时，将多个输出的总功率进行汇总，使其等效于一个主输出的输出功率，进行单路输出的设计。这样可以得到次级峰值电流ISP以及RMS电流ISRMS。同时也计算出了相当于汇总功率的输出电流平均值IO。简化设计的假设条件
每路输出的电路阻抗决定了各个输出绕组中的电流波形。该阻抗与漏感、整流管特性、电容值以及起着重要作用的输出负载有关。尽管各个输出的电流波形可能不完全一样，为简化近似，可以合理地假定所有输出的电流都与总功率相同的单路输出电源具有相同的波形。输出RMS电流与平均值电流
输出电流的平均值总是与直流负载电流相等，而RMS电流值则由电流波形的形状决定。由于假定所有输出的电流波形形状相同，因而它们的RMS电流与平均值电流的比例也是相同的。因此，输出平均值电流已知的情况下，每个输出绕组的RMS电流值可计算如下
版本C 07/04