反激式开关电源的设计计算

反激式开关电源的设计计算

一、反激式开关电源变换器：也称Flyback变换器，是将Buck/Boost变换器的电感变为变压器得到的，因为电路简洁，所用元器件少，成本低，是隔离式变换器中最常用的一种，在100W以下AC-DC变换中普遍使用，特别适合在多输出场合。其中隔离变压器实际上是耦合电感，注意同名端的接法，原边绕组和副边绕组要紧密耦合，而且用普通导磁材料铁芯时必须有气隙，以保证在最大负载电流时铁芯不饱和。

二、AC-DC变换器的功能框图：

交流220V电压经过整流滤波后变成直流电压V1，再由功率开关管（双极型或MOSFET）斩波、高频变压器T降压，得到高频矩形波电压，最后通过整流滤波器D、C2，获得所需要的直流输出电压Vo。脉宽调制控制器是其核心，它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号，控制功率开关管的通断状态，来调节输出电压的高低，达到稳压目的；锯齿波发生器提供时钟信号；利用误差放大器和比较器构成闭环调节系统。

三、设计步骤：

1. 基本参数：

交流输入电压最小值Umin

交流输入电压最大值Umax

电网频率Fa：50Hz或60Hz

开关频率f：大于20kHz，常用50kHz～200kHz

输出电压Vo

输出功率Po

损耗分配系数Z：代表次级损耗与总损耗的比值，一般取0.5

电源效率k：一般取75～85%。低电压（5V以下）输出时，效率可取75%，高压（12V以上）输出，效率可取85%；中等电压（5V到12V之间）输出，可选80%。

2. 确定输入滤波电容Cin：

对于宽范围交流输入（85～265Vac），C1/Po的比例系数取2～3，即每输出1W功率，对应3uF电容量 对于100V/115V交流固定输入，C1/Po的比例系数取2～3，即每输出1W功率，对应3uF电容量 对于230V±35V交流固定输入，C1/Po的比例系数取1，即每输出1W功率，对应1uF电容量

若采用100V/115V交流倍压输入方式，需两只容量相同的电容串联，此时C1/Po的比例系数取2

3. 直流输入电压最小值Vimin的计算：

2Vimin=2umin⎛1⎞⎟2PO⎜−tC⎟⎜2F⎝a⎠−kCin 其中：tc为整流桥的响应时间，一般为3ms

也可以由要求的直流输入电压最小值Vimin来反推需要的输入滤波电容Cin的精确值：

⎛1⎞⎟2PO⎜t−C⎟⎜2F⎝a⎠ Cin=2k(2umin−Vi2min)

4. 确定初级感应电压Vor：

对于宽范围交流输入（85～265Vac），初级感应电压Vor取135V

对于100V/115V交流固定输入，初级感应电压Vor取60V

对于230V±35V交流固定输入，初级感应电压Vor取135V

5. 确定钳位二极管反向击穿电压Vb：

高温大电流下二极管钳位电压要高于标称值，所以选用TVS钳位电压Vb=1.5Vor

对于宽范围交流输入（85～265Vac），钳位二极管反向击穿电压Vb取200V

对于100V/115V交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb取90V

对于230V±35V交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb取200V

当功率开关管关断而次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级上，感应电压Vor就与Vi叠加后加到开关管漏极上，与此同时初级漏感也释放能量，并在开关管漏极上产生尖峰电压VL。必须给初级增加钳位保护电路来吸收尖峰电压的瞬间能量，使Vi+Vor+VL低于开关管漏源的击穿电压Vdsbr。

有经验公式：最大漏源击穿电压Vdmax>Vimax+1.4x1.5Vor+20V

6. 确定最大占空比Dmax：典型值为67%，在输入电压最小值Umin时得到

Dmax=VorX100% 其中：Vdson为开关管漏源导通电压 Vor+Vimin−Vdson

7. 选取初级纹波电流Ir与初级峰值电流Ip的比值Krp：

Krp是表征开关电源工作模式的重要参数：Krp的取值范围0～1

Krp=1：Ir=Ip，电流从0开始上升到峰值Ip，再迅速降到0，为不连续工作模式，存储在高频变压器中的能量在每个开关周期内都要完全释放掉。

Krp

Krp=0：Ir=0，为理论上的极端连续模式，此时初级电感量Lp为无穷大，初级开关电流为矩形。

Krp较小，意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，且初级的Ip和Irms值较小，此时可选用较小功率的MOSFET，但要用较大尺寸的高频变压器；Krp较大，表示连续度较差，此时须采用较大功率的MOSFET，但可配尺寸较小的高频变压器。在输入电压和输出功率相同时，连续模式的初级电感量大约是不连续模式的4倍。设计成连续模式，初级电路中的交流成分要比不连续模式少，可减小MOSFET和高频变压器的损耗，提高电源效率。

对于宽范围交流输入（85～265Vac），Krp最小值（连续模式）0.4，最大值（不连续模式）1.0

对于100V/115V交流固定输入，Krp最小值（连续模式）0.4，最大值（不连续模式）1.0

对于230V±35V交流固定输入，Krp最小值（连续模式）0.6，最大值（不连续模式）1.0

一般可从连续模式时的最小值选起，在迭代计算过程中逐渐增大Krp值，但不能超过最大值。

8. 计算初级波形的参数：

输入电流的平均值Iavg： Iavg=PO

kVimin

初级峰值电流Ip： Ip=Iavg

(1−0.5Krp)•Dmax=Vimin2PO •Dmax•k(2−Krp)

初级纹波电流Ir： Ir=KrpIp

初级有效值电流Irms： Irms=Ip2⎛Krp⎞⎜Dmax−Krp+1⎟ ⎜3⎟⎝⎠

9. 根据Ip选择适合的MOSFET或内置MOSFET的芯片：

极限电流最小值Ilimint应满足： 0.9Ilimit>Ip

这是因为高温时极限电流最小值会减小10%，为使器件有更高的可靠工作范围而留余量。

10. 计算功率开关管结温Tj：

1⎡2⎤Tj=⎢Irms•Rdson+Cxt•(Vimax+Vor)2f⎥•Rta+25 2⎣⎦

其中：Rta为结到器件表面的热阻

Cxt是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组的分布电容，带Cxt的乘积项代表当交流输入电压较高时，由于Cxt在每个开关周期开始时泄放电荷而引起的开关损耗，用Pcxt表示

在计算时发现Tj>100℃，就要选用功率较大的MOSFET或带MOSFET的芯片

11. 验算Ip：

Ip=0.9Ilimit

输入新的Krp值，从最小值开始迭代，直到Krp=1.0，检查Ip值是否符合要求

12. 计算高频变压器的初级电感量Lp（uH）：一般Z取0.5，k=0.8

106POLp=Krp⎛2⎜Ip•Krp⎜1−2⎝⎞⎟⎟f⎠•Z(1−k)+kk

13. 选择磁芯骨架等相关参数：依据功率选择适合的磁芯

高频变压器的最大承受功率Pm与磁芯截面积Sj（cm2）之间的关系：Sj=0.15Pm

依据计算出的磁芯截面积Sj（cm2），通过查找磁芯的规格书来选择最适合的磁芯，一般可按下表： 输出功率范

围Po（W）

0～10

10～20

20～30

30～50

50～70

70～100 EE20 EF20 EEL16/EEL19 EPC25 EPD25 EE22 EE25 EEL19 EPC25 EPD25 EE28/EE30 EI30 EF30 EFD30 EPC30 EER28 ETD29 EE30/EE35 EER28/EER28L/EER35 EI30 ETD29 EE40 ETD34/ETD39 EER35 EE40/EE45 ETD39 EER40 EE16/EE19 EI16/EI19 EFD15 EF16 EPC17 EE19/EE20 EI19/EI22 EPC19 EF20 EPD20 EE24/EE25 EI25/EI28 EF25 EFD25 EPC25 EI28/EI30 EF30 EER28 ETD29 EE35 EI35 EER35 ETD34 EE40 EI40 ETD34 EER35 常规漆包线绕制的铁氧体磁芯型号 三重绝缘线绕制的铁氧体磁芯型号

（磁芯的规格书见附表，也可查相关磁芯厂家的产品规格书）

小型化开关电源可选低成本的EE或EI型（二者截面积相同）磁芯；多路输出宜采用EFD型磁芯，因为能提供较大的窗口以便容纳多个次级绕组；大功率开关电源适配ETD型（圆中心柱）磁芯；一般不用环形、POT、RM（罐形）磁芯，因为泄漏磁场较大。

选定磁芯后，查出磁芯以下参数，用于下面的计算：

磁芯有效截面积Sj（cm2），即有效磁通面积

磁芯的有效磁路长度L（cm）

磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感Al（uH/匝2）

骨架宽度b（mm）

14. 计算次级绕组匝数Ns：

对于宽范围交流输入（85～265Vac）和230V±35V交流固定输入，Kns取0.6

对于100V/115V交流固定输入，Kns取1

Ns=（Vo+Vf1）Kns 取大整数 其中：Vf1为输出二极管的正向压降

取硅二极管的正向压降为0.7V，肖特基二极管正向压降为0.4V

15. 选取初级层数d：

为减小漏感，初级层数一般取d=2，在计算过程中也保证1

16. 计算次级绕组匝数Np：

Np=NS•Vor

VO+Vf1 取大整数

17. 计算每伏匝数：在多路输出时需要计算此值，便于计算其他几路的匝数

n0=NS

VO1+Vf1 其中：Ns为此路匝数，Vo1为此路输出电压，Vf1为此路整流管导通压降

18. 计算其他各路输出的匝数：在多路输出时需要计算出每路输出的匝数

NSi=n0(VOi+Vfi)

19. 计算反馈绕组匝数Nf：Vfb为反馈绕组需要的输出电压，Vf2为反馈回路整流二极管的正向压降

Nf=NS•Vfb+Vf2

VO+Vf1

20. 计算有效骨架宽度be（mm）：骨架宽度为b，安全边距M

be=d（b-2M）

对于宽范围交流输入（85～265Vac）和230V±35V交流固定输入，M=3mm

对于100V/115V交流固定输入，M=1.5mm

使用三重绝缘线时，M=0

计算初级导线的外径（带绝缘层）Dpm： Dpm=be/Np

21. 计算并验证初级导线的电流密度J：J=（4～10）A/mm2

J=1980

1.27πD

4Irms2pm⎛1000⎞•⎜⎟25.4⎠⎝2=1.28Irms2Dpm

若J>10A/mm2，应选较粗的导线并配较大尺寸的磁芯和骨架，以使J

若J4A/mm2，也可适当增加Np的匝数 若符合4A/mm2

22. 计算并验证磁芯中的最大磁通密度Bm：

J=100IpLp

NpSj

若Bm>0.3T，则需增加磁芯的很截面积或增加初级匝数，使Bm在0.2～0.3T之间

若Bm

23. 计算磁芯的气隙宽度t：单位mm，不留间隙时的等效电感Al=2.4uH/匝匝

2⎛Np1t=40πSj⎜−⎜1000Lp1000Al⎝⎞⎟ ⎟⎠

气隙应加在磁芯的磁路中心处，且大于0.051mm，若小于此值，需增大磁芯尺寸或增加Np

气隙在0.2～0.4之间最佳，气隙过大会使漏感增加，造成开关管漏极上的尖峰电压VL过高

试制时可逐渐增大气隙，安装上线圈测初级电感和漏感，漏感要小于3%Lp，达到要求后定型

24. 计算留有气隙时磁芯的等效电感Alg：单位uH/ 匝匝

Alg=Lp

2Np

25. 确定次级参数：这是对单路输出的计算

次级峰值电流： Isp=nIp=Np

NS•Ip

次级有效电流： Isrms=ISP2⎞⎛Krp⎜(1−Dmax)•−Krp+1⎟ ⎟⎜3⎠⎝

22=Isrms−IO输出滤波电容上的纹波电流：Ir1 次级导线最小直径：Dsm=4Isrms19802.54I••=1.13srms

1.27π1000JJ 其中：J=5.18A/mm2

当Dsm>0.4mm时，应采用0.4mm双线并绕。双线并绕可改善趋肤效应，减小漏感。 次级导线最大外径（带绝缘层）为：Dsmmax=b−2M

NS

对于多路输出时，也依照上面参数和公式分别计算出每路的峰值电流、有效电流、线径

26. 计算次级整流管的最高反向峰值电压：对多路输出要算出每路的整流管反向峰值电压

Vbrs=VO+Vimax•NS

Np

27. 钳位二极管和阻塞二极管的选用：

对于宽范围交流输入（85～265Vac），钳位电压为200V，钳位二极管TVS用P6KE200(200V/5W)，阻塞二极管SRD用BYV26C（600V/1A）

对于230V±35V交流固定输入，钳位电压为200V，钳位二极管TVS用P6KE200，阻塞二极管SRD用BYV26C 对于100V/115V交流固定输入，钳位电压为90V，钳位二极管TVS用P6KE91(91V/5W)，阻塞二极管SRD用BYV26B（400V/1A）

也可使用RC钳位保护电路：电容常用2200p/1kV，电阻常用100k/1W。对于较大功率的开关电源，可适当加大电容容量（到1nF）和减小电阻阻值（到10k），电阻功率也要加大（到2W）。

初级线圈还可并联RC串联支路，电容可选用47uF/500V，电阻选用3.9k/1W～6.2k/1W。

28. 选择输出滤波电容Cout：

连续工作模式下输出纹波电流的有效值可估算：Ir1

滤波电容的标称纹波电流（105℃）要大于Ir1 =IODmax1−Dmax

要选择等效串联电阻ESR低的电解电容，纹波电压Vr1=IspESR

为减小输出纹波电流Ir1，可将几只滤波电容并联使用，以降低ESR和等效电感L0

Cout容量与最大输出电流Iom有关：如Iom=1A，Cout一般为330uF；Iom=2A，则Cout=1000uF

29. 输出LC滤波器：

当输出端的纹波电压超过规定值时，要增加一级LC滤波器：

滤波电感L=2.2～4.7uH，当Iom

滤波电容C取120uF，要求ESR要小，

30. 计算反馈电路整流管的最高反向峰值电压：

Vbrfb=Vfb+Vimax•Nf

Np

选用的二极管反向耐压Vrm要大于1.25倍的最高反向峰值电压Vbrfb，反馈电路中常用的整流管： 1N4148：玻封开关二极管，Vrm=75V

BAV21：超快恢复二极管，Vrm=200V

UF4003：超快恢复二极管，Vrm=200V

31. 选择反馈滤波电容：一般为0.1uF/50V的陶瓷电容器

32. 选择反馈电路方式：

隔离式反馈电路一般有稳压管式和使用TL431的两种：

使用稳压管的反馈电路，精度一般为±5%，负载调整率可达±1%，要设计适当的稳压管工作点 使用TL431的反馈电路，精度可达±1%，负载调整率可达±0.2%，但要设计适当的反馈时间常数

33. 选择整流桥：一般使用1N4007（1A 1000V）或1N5408（3A 1000V）

反向工作电压Vbr：Vbr>1.252•umax

=PO 其中：效率为k，功率因数一般为0.5～0.7 kumincosφ输入有效值电流Irms：Vrms

整流桥额定的有效值电流Ibr一般取Irms的2倍，以有足够的余量

34. 补充公式：

验证初级电感量Lp： 106(Vimin−Vdson)DmaxLp=Irf

BmKrp

Z 交流磁通密度Bac： Bac=108(Vimin−Vdson)Dmax=2fSjNp

All

4πSj 其中最大磁通密度Bm可从厂家提供的磁芯手册上查到 磁芯无气隙时的相对导磁率ur： ur=

其中：Al为磁芯不留间隙时的等效电感，l为有效磁路长度，Sj为磁芯有效横截面积，可在磁芯资料查到 气隙宽度t： t=20.04πNpSj

Lp−10lur

因为设计参数众多，公式繁杂，一般使用EXCEL的公式计算法，作成电子表格，在调整相关参数（如Krp）时，相应参数跟随变动，迅速而直观。

最大占空比Dmax与初次级匝数比n的关系：Dmax=VO+Vf1

1•Vimin+VO+Vf1n 变换一下形式：n=Np

NS=DmaxVimin (1−Dmax)(VO+Vf1)

=n(VO+Vf1) 匝数比还决定初级感应电压Vor：Vor

在关断期间，MOSFET漏极电压等于初级直流电压Vi、感应电压Vor、漏感引起的尖峰电压的和，因受到MOSFET漏源反向耐压的限制，也就限制了初次级匝数比，也限制了开关电源的最大占空比。

磁芯的输出功率与开关频率也有一定关系，可用下式估算：Po = 1.6 * f * Ae * Ac 趋肤效应深度：Δ=6.61

fk=km

f 其中材质常数k=ρ

μrρc ⎧ρ为工作温度时的电阻率⎪-6⎨ρc为Cu在25°C的电阻率1.724x10Ω/cm ⎪μ为导体的相对磁导率，非导磁材料为1⎩r

其中：km是和物质和温度有关的常数，Cu在20℃时为65.5，100℃时为75

选用线径不超过穿透深度的2～3倍。

50kHz下，趋肤深度为0.335mm，线径0.67mm以下为宜

67kHz下，趋肤深度为0.29mm，线径0.58mm以下为宜

100kHz下，趋肤深度为0.237mm，线径0.47mm以下为宜

四、高频变压器的绕制：

目前，开关电源的设计已模块化和集成化，最关键和繁琐的就是高频变压器的计算和绕制。

1. 初级绕组必须在最里层：这样可以缩短每匝导线的长度，减小其分布电容，同时初级绕组还能被其他

绕组屏蔽，降低其电磁干扰。首先要在骨架上缠一层绝缘胶带，然后再绕制线圈。

2. 初级绕组的起始端应接到MOSFET漏极：利用初级绕组的其余部分和其他绕组将其屏蔽，较小从初

级耦合到其他地方的电磁干扰。

3. 初级绕组设计成2层以下：这样能把初级分布电容和漏感降到最低，在初级各层间加1绝缘层，能将

分布电容减小到原来的1/4左右。

4. 绕制多路输出的次级绕组：输出功率最大的次级绕组应靠近初级，以减小漏感。如次级匝数少，无法

绕满一层，可在匝间留间隙以便充满整个骨架，当然最好是采用多股并绕的方法。安全边距要用绝缘胶带缠好，次级与初级间要缠3层绝缘胶带。

5. 反馈绕组一般在最外层：此时反馈绕组与次级绕组间耦合最强，对输出电压的变化反应灵敏，还能减

小反馈绕组与初级绕组的耦合程度以提高稳定性。反馈绕组要用3层绝缘胶带与其他绕组隔离。

6. 屏蔽层的设计：在初、次级之间增加屏蔽层可减小共模干扰，最经济的办法是在初次级间专绕一层漆

包线，一端接Vi（或Vd），另一端悬空并用绝缘带绝缘而不引出，线径可选0.35mm。

7. 铜片屏蔽带：可用1铜片环绕在变压器外部，构成屏蔽带，相当于短路环，对泄漏磁场起抑制作用，

屏蔽带应与Vd连通

8. 安全试验：变压器绕好后在外面缠3层绝缘胶带，插入磁芯，浸入清漆，然后进行安全测试。对于110V

电源，初次级间应能承受2000V交流试验电压，持续时间60s，漏电距离为2.5～3mm；对于220V电源，需承受3000V的交流试验电压，漏电距离为5～6mm。各绕组首尾引出端需加绝缘套管，套管壁厚不得小于0.4mm。

9. 初级电感量的测量：将各次级绕组和反馈绕组全开路，用RLC电桥测量初级电感Lp的电感量

10. 初级漏感量的测量：将各次级绕组和反馈绕组全短路，用RLC电桥测量初级电感Lp的电感量，最好

以接近工作频率测量，要求漏感小于3%Lp。

五、多路输出开关电源的特殊要求：

1. 要算出总输出功率并确定主输出：总输出功率为各路输出功率的总和，主输出的稳定性要求最高。

2. 多路输出开关电源一般选择连续模式：因此时变压器外形尺寸已不是重要问题

3. 各次级绕组取相同的每伏匝数：

n0=NS

VO1+Vf1 其中：Ns为此路匝数，Vo1为此路输出电压，Vf1为此路整流管导通压降

据此计算各次级绕组的匝数，还要计算出各路电流的平均值和有效值，然后选定各绕组导线线径

4. 选择整流管：额定工作电流至少为该路最大输出电流的3倍，最高反向耐压高于计算出的最低耐压Vr

5. 推荐多股导线并绕：保证导线对骨架的良好覆盖性，增加初次级绕组间的耦合程度

6. 用TL431反馈电路时：除主输出作为主要反馈信号，其他辅助输出也可按一定比例反馈到2.5V基准。 如图：如果只有主输出5V引出反馈电路（R4=R6=10k），当5V输出的负载电流变化时会影响12V输出稳定性，解决方法是给12V输出也增加反馈，增加R6。

12V的反馈量由R6的阻值来决定，假定要求12V输出与5V输出的反馈量相等，各占总反馈量的一半，此时通过R6和R4上的电流应相等。

以前全部反馈电流通过R4，R4上电流：

IR4=VO1−Vref

R4

VO2−Vref

IR6=250uA 增加R6后，一半电流通过R6： R6==76kΩ

同样也计算出修正后的R4为20k，考虑到增加

R6后5V的稳定度会略有下降，应稍增加R4的

值来补偿，取21k。

当反馈比例系数为K时，可计算R6：

R6=VO2−Vref

K•IR4

同样还可以给30V输出增加反馈电路：假定5V、12V、30V三路输出的反馈比为50%：40%：10%，需在30V输出端至Vref端之间再并联一只电阻R7，为使总反馈电流不变（仍为250uA），流过R4、R6、R7上的反馈电流依次为125uA、100uA、25uA，可得到：R4=21k，R6=95k，R7=1.1M。

7. 分离式绕法：各次级绕组相互独立，各绕组排列灵活，

但制造成本高，骨架上引脚多，总体漏感大

8. 堆叠式绕法：低压输出绕组为高压绕组提供部分匝数和

接地端，可节省导线，减小线圈体积，降低成本，还加

强了次级绕组间的耦合程度，但安排次级绕组时灵活性

较差。

9. 改善轻载时的负载调整率：除利用稳压管对输出电压进

行钳位或并联假负载电阻外，还可以采用加虚拟负载的

办法，如图中R2。

10. 消除峰值充电效应：由于高频变压器存在漏感，产生的

次级尖峰电压可将输出滤波电容反复充电到峰值电压，这将导致输出电压远高于按变压器输出匝数计

算出的设定值，在轻载的30V输出端更显著。如图，需串联10欧姆的小电阻R8，R8与C12构成高频滤波器，滤除漏感产生的尖峰电压，防止C12充电到峰值。 11. 软启动电路：为避免刚接通电源时输出电压产生过冲，可在TL431的AK极之间并联电容，这样在刚

上电时Vka=0，光耦在导通起控状态。随着输出电压逐渐升高，流过光耦中LED的电流和流过R2的电流对Cak充电，然后使TL431进入正常工作状态。输出电压在这段延迟时间内缓慢上升，最后达到+5V设定值。

12. 正负对称输出：

六、提高开关电源效率的方法：开关电源的大部分功耗是由MOSFET、控制芯片、钳位二极管、输出整流管、共模扼流圈、整流桥所产生，其他元件的损耗较小。

1. 输出电压高的开关电源效率较高：适当选用较高的输出电压可提高电源效率

2. 采用低压降的肖特基整流二极管：因输出整流管的损耗约占全部损耗的1/4～1/5，是关键因素，选用

低压降、低损耗的肖特基二极管有优势，但肖特基管的击穿电压较低，注意不要击穿

3. 输出整流管的标称电流值至少为连续输出电流典型值的3倍：可降低前向压降和温升造成的损耗

4. 提高初级电感量：使开关电源工作在连续模式可降低电流有效值及导线上的损耗

5. 初级钳位保护电路尽量不采用RCD吸收电路：由TVS、SRD组成的钳位电路损耗较低

6. 多路输出的高频变压器采用堆叠式绕法：可减小漏感

7. 适当增大输入整流桥、输出整流管的电流容量：降低前向压降而减低功耗

8. 条件允许情况下去掉最小负载电路：电阻要消耗功率

9. 选用Pom较大、Ron较低的MOSFET或包含MOSFET的芯片：导通功耗较低

10. 给MOSFET和输出整流管加装散热片：高温工作状态的损耗会加大

11. 输入端接入NTC：仅在刚通电时起限流作用，工作时为热态（低阻），减小能量损耗

12. 正确估算输入滤波电容值：使输入纹波在适当范围内

13. 选择较大尺寸的磁芯：有助于降低磁芯损耗，还要选择低损耗的磁芯材料、合适的形状

14. 高频变压器的交变磁通量不得超过规定范围：典型值为0.04～0.075T，避免磁芯损耗增加

15. 输出滤波电容上的交流电流标称值应是纹波电流的1.5～2倍：避免电容上损耗加大，甚至发热损坏

16. 开关电源应尽量工作在最大占空比Dmax下：这时输出整流管正向电流增大，而反向压降则降低

17. 适当选择开关频率：开关频率高，变压器体积小，能提高效率，但磁损耗铜损耗、整流管开关管的开

关损耗也随之加大，导致效率降低。100kHz较适中，电磁干扰也较弱。

18. 采用多股并绕方式绕制次级线圈：减小因高频趋肤效应产生的损耗，100kHz时最大线径为0.4mm

19. 减小变压器初级漏感：漏感应为初级电感的1%～3%，漏感大效率低

20. 减小初级绕组匝数：漏感与初级绕组匝数的平方成正比，初级绕组不超过2层能减小漏感和分布电容

21. 选用较大高宽比的磁芯：横截面接近正方形的磁芯有较大高宽比，漏感小，如EE、EI、ETD、EC型

22. 使用三重绝缘线：用普通漆包线绕制初级和反馈级，用三重绝缘线绕次级，不需安全边距，体积小

七、开关电源的PCB设计注意事项：因开关电源存在高压、大电流、高频脉冲信号，对PCB绘制有相应的特殊要求。

1. 初级绕组的引线要短：因变压器初级有高频电流通过，易造成电磁干扰，因此与C1、MOSFET间的

引线应尽量短，使环路面积最小。

2. 漏极钳位电路引线要尽量短：TVS、SRD与初级绕组间的引线也会造成电磁干扰，线短有利

3. MOSFET的漏极应尽量靠近初级绕组的同名端和阻塞二极管的正极：也是为减小干扰

4. 输入电容C1负极要直接连到MOSFET源极：连线间不应有其他分支线，分支线在外侧接入

5. YY电容目的是降低干扰

6. MOSFET

7.

8.

9. MOSFET源极要采用单点接地法：亦称开尔文Kelvin连接，几处分支线在源极处汇合

总体原则是：有脉冲大电流通过的环路要使环路面积最小，小信号检测控制端也要减少被干扰的可能 此外，还要注意高压间漏电距离是否达到要求，不然要开槽：对于110V电源，漏电距离为2.5～3mm；对于220V电源，漏电距离为5～6mm。

八、EMI滤波器：为减低开关电源的电磁干扰，电源输入端要加EMI滤波器，电路与特性如下图：

a为无滤波器的传导噪声特性曲线，b为加简单滤波器后的曲线，衰减40dBuV，c为加完整滤波器的曲线，衰减50～70dBuV。而滤波器中关键器件是共模扼流圈，主要用于抑制传导干扰，频谱主要在10kHz～30MHz，最高到150MHz：

目前这种滤波器已制作成模块，可供用户选用：

其中：C1、C2采用薄膜电容，容量0.01～0.47uF，主要用来滤除串模干扰。耐压630Vdc或250Vac。 C3、C4能有效抑制共模干扰，宜选用陶瓷电容，容量2200p～0.1uF，为减小漏电流，容量小为好。 共模扼流圈L有两个线圈，分别绕在高磁导率的铁氧体磁环上，电感量L与流过的额定电流有关： 额定电流A

电感范围mH 滤波器对地漏电流由C3和C4决定：Id=2πfCVc

其中：C为C3和C4的并联值，Vc为C3或C4上的压降，都为线路电压的一半，f为市电频率 可算出如图电路的漏电流为0.15mA。漏电流与电容成正比，一般应为几百微安。

为达到更好的滤波效果，可采用两级滤波的复合式滤波器电路：

对于小功率开关电源可采用简易式EMI滤波器：用两个分立的铁氧体磁环线圈或螺线管线圈所构成，用于5W以下，电感

1mH

九、开关电源主要参数的测试：

1. 输出电压的准确度：开关电源加上标称输入电压和额定负载，用实测输出电压并与标称电压比较

'VO−VO

γV=•100%

VO

在输入电压范围内Uimin～Uimax测量输出电压的准确度

2. 电压调整度：开关电源加上额定负载，先测出标称输入电压下的输出电压，然后连续调节交流输入电

压，使之从规定的最小值Uimin一直变化到最大值Uimax，记下输出电压与标称值的最大偏差，计算：

'

ΔVO

SV='•100%

VOO

3. 负载调整率：在标称输入电压下，分别测出满载与空载下的输出电压值，计算：

Si=

V2−V1

•100% V1

通常负载调整率是Io从满载的10%变化到100%时测得的，V2应为10%Iom时的输出电压。 4. 输出纹波：通常用峰峰值或最大值来表示，要用20MHz以上带宽的示波器来观察峰峰值。

5. 高频变压器在3kV试验电压下的漏电流：分0.25mA、0.75mA、3.5mA三个级别 6. 安全标准：

测试项目

泄漏 电流 耐压 试验 用500V兆欧表 测绝缘电阻 接地电阻

便携式 固定式 初级对地 初级对次级

无规定 无规定 1250Vac或 950V+1.2Ui 无规定

初级对地Ω 初级对次级Ω

无规定 无规定

附1：国内漆包线的规格：

公制裸线径mm

近似AWG美规 近似SWG英规

最大外径mm

截面积mm2

可绕匝数/cm

欧美国家常用圆密耳作导线横截面积单位，为1密耳（0.001英寸）线径的横截面积，1mm2=1980圆密耳

附2：三重绝缘线的规格：三重绝缘线中间是芯线，外面第一层是几微米的金黄色的聚酰胺薄膜，可

承受3kV脉冲高压，第二层为高绝缘性的喷漆涂层，最外的第三层是透明的玻璃纤维层，总厚度20～100um。绝缘强度高，层间可承受3000V高压，不需要加阻挡层以保持安全边距，也不用在级间绕绝缘胶带层。三重绝缘线需加温到200～300℃才能变软进行绕制，绕完后遇冷，线圈自动成型。 日本古河电气TEX-E三重绝缘线的规格表： 导线直径mm

0.20 0.22 0.24 0.26 0.28 0.30 0.35 0.40 0.50 0.60 0.70 0.80 0.90 1.00

容许公差mm ±0.008 ±0.008 ±0.008 ±0.010 ±0.010 ±0.010 ±0.010 ±0.010 ±0.010 ±0.020 ±0.020 ±0.020 ±0.020 ±0.030

标称外径mm

最大外径mm

导线电阻Ω

/km

质量kg/km

三重绝缘线是靠被膜来强化绝缘的，如被膜受外力或热力而发生严重变形、损伤，安全就无法保证，变压器骨架如有毛刺也会损伤绝缘层，切断的导线末端十分锐利，也会损坏绝缘层。

三重绝缘线被膜剥离时要一边熔化一边剥离，不然可能损伤导线。焊接也比较麻烦，最好有浸锡槽。

附3：常用磁芯的规格尺寸：

型号B C D E

F

H Ae

cm2

Le cm

Ve cm3

Al nH/n2

ue

- 0.198- 13.55

- 2.3

4.52.73.5

1575

[1**********]0 19624300 196019841.185

2030

21005000 20702126

19 19 5.5

- 9.7

7.5

34 24.5

2.3 9.4 2070

型号B

C

D

E

F

Ae Le cm2 cm 0.171

Ve cm3

Al

nH/n2

ue

8 10 14 20 - 28

2.7 4.8 11 - 11

6.15 6 4.9 11 9.5 11

8 13

1.3 2.6 5

3.02 1550

0.22 3.90 0.86 1350 1880 1.09 5.80 6.32 4750 2000 1.15 7.55 8.71 3840 2000 1.06 7.00 7.39 3790 1990 1.48 7.70 2040 1.82 9.70 2510

1990

13.7 13.8 -

14.2 4 16.5 6.5

6.2

26.5 9.3

29.6 12.2 15.2 21

46.6 22.2 20 59.4 20

型号¢E-E

91/9054

11.1 4.45 23.18

19.8 37.5 9.5

3.81 18.3 69.8 5200 1980 Ae

cm2

Le cm

Ve cm3

Al

nH/n2

ue

- 1.8 2.2911.8251.5280.814

10.1810.24

13.75

24.2

11.771/69

70/3953/4949/4342/4342/457 40/45

49/5421.9 10

49/38

11.4 17 4.3 28/34对EE、EI型磁芯，磁芯截面积Sj=CxD，对EC、EER磁芯，Sj=πDD/4，注意单位转换。

型号 I

12.510.2

12.5

Ae cm2 Le cm Ve cm3

Al

nH/n2

ue

10.2PQ26/25 12 12.619 15.5

23.527.531.5

对PQ型磁芯，磁芯截面积Sj=πEE/4，注意单位转换。

附4：常用功率铁氧体材料的特性：

（本文主要摘自《新型单片开关电源的设计与应用》沙占友等编著 电子工业出版社2001年版 dwenzhao整理）